本篇为西安交通大学本科课程《电力设备设计原理》的笔记。
本篇为这一单元的第一篇笔记。
电磁场设计的目标和原则
耐复杂应力性、长期稳定性、协同性、经济性和安全性。
电磁场设计的控制方程和本构方程
麦克斯韦方程组和本构方程
麦克斯韦方程组含有四个定律:安培-麦克斯韦定律、法拉第定律、高斯磁场定律、高斯电场定律。
麦克斯韦方程组的积分形式为:
∮
l
H
⋅
d
l
=
∫
S
(
J
+
∂
D
∂
t
)
d
S
∮
l
E
⋅
d
l
=
−
∫
S
∂
B
∂
t
d
S
∮
S
B
⋅
d
S
=
0
∮
S
D
⋅
d
S
=
Q
\oint_l \bm{H} \cdot d\bm{l}=\int_S(\bm{J}+\frac{\partial \bm{D}}{\partial t})\,d\bm{S}\\ \oint_l \bm{E} \cdot d\bm{l}=-\int_S \frac{\partial \bm{B}}{\partial t}\,d\bm{S}\\ \oint_S \bm{B}\cdot d\bm{S}=0\\ \oint_S \bm{D}\cdot d\bm{S}=Q
∮lH⋅dl=∫S(J+∂t∂D)dS∮lE⋅dl=−∫S∂t∂BdS∮SB⋅dS=0∮SD⋅dS=Q
- 一式为安培-麦克斯韦定律全电流定律,表明磁场由传导电流和变化的电场产生。
- 二式为推广的法拉第电磁感应定律,表明变化的磁场可以产生电场。
- 三式为高斯磁场定律,表明磁场是无头无尾的闭合曲线。
- 四式为高斯电场定律,表明电场由电荷产生。
利用高斯散度定理和斯托克斯旋度定理,麦克斯韦方程组的微分形式为:
∇
×
H
=
J
+
∂
D
∂
t
∇
×
E
=
−
∂
B
∂
t
∇
⋅
B
=
0
∇
⋅
D
=
q
\nabla\times\bm{H}=\bm{J}+\frac{\partial \bm{D}}{\partial t}\\ \nabla\times\bm{E}=-\frac{\partial \bm{B}}{\partial t}\\ \nabla \cdot\bm{B}=0\\ \nabla\cdot\bm{D}=q
∇×H=J+∂t∂D∇×E=−∂t∂B∇⋅B=0∇⋅D=q
意义和积分形式是一样的,只不过积分形式描述回路或闭合面上的整体情况,而微分形式描述的是各个点及其邻域的情况,反映的是局部分布。
当有媒质存在时,麦克斯韦方程组属于欠定方程组,需要三个描述媒质特性的方程,称为本构方程:
D
=
ϵ
E
B
=
μ
H
J
=
σ
E
\bm{D}=\epsilon\bm{E}\\ \bm{B}=\mu\bm{H}\\ \bm{J}=\sigma\bm{E}
D=ϵEB=μHJ=σE
电磁场作用下媒质会出现极化或磁化现象。引入电极化强度
P
\bm{P}
P和磁化磁化强度
M
\bm{M}
M:
D
=
ϵ
0
E
+
E
=
ϵ
0
ϵ
r
E
B
=
μ
0
H
+
M
=
μ
0
μ
r
H
\bm{D}=\epsilon_0\bm{E}+\bm{E}=\epsilon_0\epsilon_r\bm{E}\\ \bm{B}=\mu_0\bm{H}+\bm{M}=\mu_0\mu_r\bm{H}
D=ϵ0E+E=ϵ0ϵrEB=μ0H+M=μ0μrH
如果电场或磁场不随时间变化或随时间变化德很慢,方程组中的 ∂ D ∂ t \frac{\partial \bm{D}}{\partial t} ∂t∂D和 ∂ B ∂ t \frac{\partial \bm{B}}{\partial t} ∂t∂B可以忽略,这时候就简化为电准静态场或磁准静态场。
麦克斯韦方程组的边界条件
考虑两种不同的媒质, ϵ 1 , σ 1 , μ 1 \epsilon_1,\sigma_1,\mu_1 ϵ1,σ1,μ1是左边媒质的参数; ϵ 2 , σ 2 , μ 2 \epsilon_2,\sigma_2,\mu_2 ϵ2,σ2,μ2是右边媒质的参数; e n \bm{e}_n en是分界面上的法向单位向量,方向从左指向右。
-
静电场中,分界面的衔接条件:
{ e n ⋅ ( D 1 − D 2 ) = q s e n × ( E 1 − E 2 ) = 0 \left\{ \begin{array}{} \bm{e}_n\cdot(\bm{D}_1-\bm{D}_2)=q_s \\ \bm{e}_n\times(\bm{E}_1-\bm{E}_2)=0 \end{array} \right. {en⋅(D1−D2)=qsen×(E1−E2)=0 -
恒定电场中,分界面的衔接条件:
{ e n ⋅ ( J 1 − J 2 ) = 0 e n × ( E 1 − E 2 ) = 0 \left\{ \begin{array}{} \bm{e}_n\cdot(\bm{J}_1-\bm{J}_2)=0 \\ \bm{e}_n\times(\bm{E}_1-\bm{E}_2)=0 \end{array} \right. {en⋅(J1−J2)=0en×(E1−E2)=0 -
恒定磁场中,分界面的衔接条件:
{ e n ⋅ ( B 1 − B 2 ) = 0 e n × ( H 1 − H 2 ) = J s \left\{ \begin{array}{} \bm{e}_n\cdot(\bm{B}_1-\bm{B}_2)=0 \\ \bm{e}_n\times(\bm{H}_1-\bm{H}_2)=J_s \end{array} \right. {en⋅(B1−B2)=0en×(H1−H2)=Js
总结: E \bm{E} E的切向方向、 J \bm{J} J的法向方向、 B \bm{B} B的法向方向是连续的。若分界面存在自由电荷或是传导电流, D \bm{D} D的法向方向和 H \bm{H} H的切向方向均不连续。
场域的边界面 S \bm{S} S上有三种边界条件:
- 第一类边界条件:给定边界面
S
\bm{S}
S上的电动势值。
ϕ ∣ s = f 1 ( S ) \phi|_s=f_1(\bm{S}) ϕ∣s=f1(S) - 第二类边界条件:给定边界面
S
\bm{S}
S上的电动势法相的导数值。
∂ ϕ ∂ n ∣ s = f 2 ( S ) \frac{\partial\phi}{\partial n}\bigg|_s=f_2(\bm{S}) ∂n∂ϕ s=f2(S) - 第三类边界条件:给定边界面
S
\bm{S}
S上的电动势值和电动势法相的导数值的线性组合值。
ϕ ∣ s + B ∂ ϕ ∂ n ∣ s = f 3 ( S ) \phi|_s+B\frac{\partial\phi}{\partial n}\bigg|_s=f_3(\bm{S}) ϕ∣s+B∂n∂ϕ s=f3(S)
典型结构电场分析与设计
交流和直流电场的分析方法
对安培-麦克斯韦定律两边同时取散度:
∇
⋅
(
∇
×
H
)
=
∇
⋅
J
+
∂
(
∇
⋅
D
)
∂
t
\nabla\cdot(\nabla\times\bm{H})=\nabla\cdot\bm{J}+\frac{\partial (\nabla\cdot\bm{D})}{\partial t}
∇⋅(∇×H)=∇⋅J+∂t∂(∇⋅D)
因为任意向量旋度的散度恒为零,
∇
⋅
(
∇
×
H
)
≡
0
\nabla\cdot(\nabla\times\bm{H})\equiv0
∇⋅(∇×H)≡0,可得电荷守恒定律:
∇
⋅
J
=
∂
(
∇
⋅
D
)
∂
t
\nabla\cdot\bm{J}=\frac{\partial (\nabla\cdot\bm{D})}{\partial t}
∇⋅J=∂t∂(∇⋅D)
这意味着一定体积内,一定时间内,电荷的变化量一定等于流入该体积内的净电荷。
电场变化足够平滑,可重组为全电流散度方程:
∇
⋅
(
J
+
∂
D
∂
t
)
=
0
\nabla\cdot(\bm{J}+\frac{\partial \bm{D}}{\partial t})=0
∇⋅(J+∂t∂D)=0
带入本构方程可得:
∇
⋅
(
σ
E
+
∂
(
ϵ
0
ϵ
r
E
)
∂
t
)
=
0
\nabla\cdot(\sigma\bm{E}+\frac{\partial (\epsilon_0\epsilon_r\bm{E})}{\partial t})=0
∇⋅(σE+∂t∂(ϵ0ϵrE))=0
带入电动势方程,
E
=
−
∇
ϕ
\bm{E}=-\nabla\phi
E=−∇ϕ,得到:
∇
⋅
(
σ
∇
ϕ
+
∂
(
ϵ
0
ϵ
r
∇
ϕ
)
∂
t
)
=
0
\nabla\cdot(\sigma\nabla\phi+\frac{\partial (\epsilon_0\epsilon_r\nabla\phi)}{\partial t})=0
∇⋅(σ∇ϕ+∂t∂(ϵ0ϵr∇ϕ))=0
交流电压下的电场分布和分析方法
工频交流电压作用下电介质材料的电场以正弦变化。工频交流电压
ϕ
a
p
p
l
\phi_{appl}
ϕappl可以表示为相量形式:
ϕ
a
p
p
l
(
x
,
y
,
z
,
t
)
=
ϕ
(
x
,
y
,
z
,
t
)
e
i
ω
t
\phi_{appl}(x,y,z,t)=\phi(x,y,z,t)e^{i\omega t}
ϕappl(x,y,z,t)=ϕ(x,y,z,t)eiωt
带入全电流散度方程,得到:
∇
⋅
{
σ
∇
(
ϕ
e
i
ω
t
)
+
∂
[
ϵ
0
ϵ
r
∇
(
ϕ
e
i
ω
t
)
]
∂
t
}
=
0
\nabla\cdot\{\sigma\nabla(\phi e^{i\omega t})+\frac{\partial [\epsilon_0\epsilon_r\nabla(\phi e^{i\omega t})]}{\partial t}\}=0
∇⋅{σ∇(ϕeiωt)+∂t∂[ϵ0ϵr∇(ϕeiωt)]}=0
可以简化为时谐静电方程:
∇
⋅
[
(
ϵ
0
ϵ
r
−
i
σ
ω
)
∇
ϕ
]
=
0
\nabla \cdot [(\epsilon_0\epsilon_r-i\frac{\sigma}{\omega})\nabla\phi]=0
∇⋅[(ϵ0ϵr−iωσ)∇ϕ]=0
其中, ϵ 0 ϵ r − i σ ω \epsilon_0\epsilon_r-i\frac{\sigma}{\omega} ϵ0ϵr−iωσ是复数的介电常数。
一般
i
σ
ω
i\frac{\sigma}{\omega}
iωσ影响很小,那么上式可以化简为:
∇
⋅
(
ϵ
0
ϵ
r
∇
ϕ
)
=
0
\nabla \cdot (\epsilon_0\epsilon_r\nabla\phi)=0
∇⋅(ϵ0ϵr∇ϕ)=0
说明交流情况下,电场分布依赖于介电常数。
直流电压下的电场分布和分析方法
直流到达稳态时候,电压与电场均不随时间变化,此时有:
∂
(
ϵ
0
ϵ
r
∇
ϕ
)
∂
t
=
0
\frac{\partial (\epsilon_0\epsilon_r\nabla\phi)}{\partial t}=0
∂t∂(ϵ0ϵr∇ϕ)=0
那么全电流散度方程可以化简为:
∇
⋅
(
σ
∇
ϕ
)
=
0
\nabla \cdot(\sigma\nabla\phi)=0
∇⋅(σ∇ϕ)=0
说明直流情况下,电场分布依赖于电导率。
交直流叠加电压下的电场分布和分析方法
可以使用傅里叶展开,将其表示为直流成分、工频交流成分和高次谐波成分。
空间电荷形成电场分布的分析方法
电介质材料的电荷陷阱会捕获电荷,被捕获的电荷会停留在一个位置很长时间,形成空间电荷积累,可以使用高斯电荷方程 ∇ ⋅ ( ϵ 0 ϵ r E ) = q \nabla\cdot(\epsilon_0\epsilon_r\bm{E})=q ∇⋅(ϵ0ϵrE)=q来计算空间电荷形成的电场,然后叠加即可。
平板结构的电场分析
假设有一个多层介质平板结构,一共 n n n层,可知两极板之间的电压 U U U就是各个层上的电压之和,也就是 U 1 + U 2 + . . . + U n = U U_1+U_2+...+U_n=U U1+U2+...+Un=U,然后易得: E 1 d 1 + E 2 d 2 + . . . + E n d n = U E_1d_1+E_2d_2+...+E_nd_n=U E1d1+E2d2+...+Endn=U
交流情况下
交流情况下是根据电位移矢量
D
D
D的连续性原理,可得:
E
1
ϵ
1
=
E
2
ϵ
2
=
.
.
.
=
E
n
ϵ
n
E_1\epsilon_1=E_2\epsilon_2=...=E_n\epsilon_n
E1ϵ1=E2ϵ2=...=Enϵn
带入上述式子可得第i层介质中的电场强度:
E
i
=
U
ϵ
i
(
d
1
ϵ
1
+
d
2
ϵ
2
+
.
.
.
+
d
n
ϵ
n
)
,
i
=
1
,
2
,
.
.
.
,
n
E_i=\frac{U}{\epsilon_i(\frac{d_1}{\epsilon_1}+\frac{d_2}{\epsilon_2}+...+\frac{d_n}{\epsilon_n})}\, ,\, i=1,2,...,n
Ei=ϵi(ϵ1d1+ϵ2d2+...+ϵndn)U,i=1,2,...,n
可见,交流情况下各层电场强度和介电常数呈现反比。
直流情况下
直流情况下是根据电流密度
J
J
J的连续性原理,可得:
E
1
σ
1
=
E
2
σ
2
=
.
.
.
=
E
n
σ
n
E_1\sigma_1=E_2\sigma_2=...=E_n\sigma_n
E1σ1=E2σ2=...=Enσn
带入上述式子可得第i层介质中的电场强度:
E
i
=
U
σ
i
(
d
1
σ
1
+
d
2
σ
2
+
.
.
.
+
d
n
σ
n
)
,
i
=
1
,
2
,
.
.
.
,
n
E_i=\frac{U}{\sigma_i(\frac{d_1}{\sigma_1}+\frac{d_2}{\sigma_2}+...+\frac{d_n}{\sigma_n})}\, ,\, i=1,2,...,n
Ei=σi(σ1d1+σ2d2+...+σndn)U,i=1,2,...,n
可见,直流情况下各层电场强度和电导率呈现反比。
同轴结构的电场分析
假设有一个多层介质的同轴结构,一共 n n n层。对于最内层导体,其外径为 r 1 r_1 r1,对于最外层导体,其内径为 r n + 1 r_{n+1} rn+1;对于每一层而言,其外径为 r i , i = 2 , 3 , . . . , n + 1 r_i\,,\,i=2,3,...,n+1 ri,i=2,3,...,n+1。
首先计算交流情况:由高斯定律可得,低i层介质的电场分布为:
E
(
r
)
=
C
2
π
r
ϵ
E(r)=\frac{C}{2\pi r \epsilon}
E(r)=2πrϵC
其中C为常数。
对于电场积分可得每一层的电压:
U
i
=
C
2
π
r
ϵ
i
ln
(
r
i
+
1
r
i
)
,
i
=
1
,
2
,
.
.
.
,
n
U_i=\frac{C}{2\pi r \epsilon_i}\ln(\frac{r_{i+1}}{r_i})\,,\,i=1,2,...,n
Ui=2πrϵiCln(riri+1),i=1,2,...,n
而两个电极之间的总电压为U,等于各个层的电压之和,可以得到:
C
2
π
=
U
1
ϵ
1
ln
(
r
2
r
1
)
+
1
ϵ
2
ln
(
r
3
r
2
)
+
.
.
.
+
1
ϵ
n
ln
(
r
n
+
1
r
n
)
\frac{C}{2\pi}=\frac{U}{\frac{1}{\epsilon_1}\ln(\frac{r_2}{r_1})+\frac{1}{\epsilon_2}\ln(\frac{r_3}{r_2})+...+\frac{1}{\epsilon_n}\ln(\frac{r_{n+1}}{r_n})}
2πC=ϵ11ln(r1r2)+ϵ21ln(r2r3)+...+ϵn1ln(rnrn+1)U
带入电场的分布表达式,可以得到不同介质层的电场分布:
E
i
(
r
)
=
U
r
ε
i
[
1
ε
1
ln
(
r
2
r
1
)
+
1
ε
2
ln
(
r
3
r
2
)
+
⋯
+
1
ε
n
ln
(
r
n
+
1
r
n
)
]
E_{i}\left(r\right)=\frac{U}{r\varepsilon_{i}\left[\frac{1}{\varepsilon_{1}}\ln\left(\frac{r_{2}}{r_{1}}\right)+\frac{1}{\varepsilon_{2}}\ln\left(\frac{r_{3}}{r_{2}}\right)+\cdots+\frac{1}{\varepsilon_{n}}\ln\left(\frac{r_{n+1}}{r_{n}}\right)\right]}
Ei(r)=rεi[ε11ln(r1r2)+ε21ln(r2r3)+⋯+εn1ln(rnrn+1)]U
还以算出第i层介质中的最大场强:
E
i
m
a
x
=
U
r
i
ε
i
[
1
ε
1
ln
(
r
2
r
1
)
+
1
ε
2
ln
(
r
3
r
2
)
+
⋯
+
1
ε
n
ln
(
r
n
+
1
r
n
)
]
E_{imax}=\frac{U}{r_{i}\varepsilon_{i}\left[\frac{1}{\varepsilon_{1}}\ln\left(\frac{r_{2}}{r_{1}}\right)+\frac{1}{\varepsilon_{2}}\ln\left(\frac{r_{3}}{r_{2}}\right)+\cdots+\frac{1}{\varepsilon_{n}}\ln\left(\frac{r_{n+1}}{r_{n}}\right)\right]}
Eimax=riεi[ε11ln(r1r2)+ε21ln(r2r3)+⋯+εn1ln(rnrn+1)]U
对于直流情况,推导是类似的,可以得到不同介质层的电场分布:
E
i
(
r
)
=
U
r
σ
i
[
1
σ
1
ln
(
r
2
r
1
)
+
1
σ
2
ln
(
r
3
r
2
)
+
⋯
+
1
σ
n
ln
(
r
n
+
1
r
n
)
]
E_{i}(r)=\frac{U}{r\sigma_{i}\left[\frac{1}{\sigma_{1}}\ln\left(\frac{r_{2}}{r_{1}}\right)+\frac{1}{\sigma_{2}}\ln\left(\frac{r_{3}}{r_{2}}\right)+\cdots+\frac{1}{\sigma_{n}}\ln\left(\frac{r_{n+1}}{r_{n}}\right)\right]}
Ei(r)=rσi[σ11ln(r1r2)+σ21ln(r2r3)+⋯+σn1ln(rnrn+1)]U
还以算出第i层介质中的最大场强:
E
i
m
a
x
=
U
r
i
σ
i
[
1
σ
1
ln
(
r
2
r
1
)
+
1
σ
2
ln
(
r
3
r
2
)
+
⋯
+
1
σ
n
ln
(
r
n
+
1
r
n
)
]
E_{imax}=\frac{U}{r_{i}\sigma_{i}\left[\frac{1}{\sigma_{1}}\ln\left(\frac{r_{2}}{r_{1}}\right)+\frac{1}{\sigma_{2}}\ln\left(\frac{r_{3}}{r_{2}}\right)+\cdots+\frac{1}{\sigma_{n}}\ln\left(\frac{r_{n+1}}{r_{n}}\right)\right]}
Eimax=riσi[σ11ln(r1r2)+σ21ln(r2r3)+⋯+σn1ln(rnrn+1)]U
不均匀电场解析计算的分析
通过复变函数的保角变换,可以转换复杂电场为简单电场计算。
z平面是原来不均匀电场所在的平面,而w平面是进行保角变换之后的平面
w = z 2 w=z^2 w=z2变换式所代表的电场
w = z 2 = ( x + j y ) 2 = ( x 2 − y 2 ) + j 2 x y = u + j v w=z^{2}=\left(x+jy\right)^{2}=\left(x^{2}-y^{2}\right)+j2xy=u+jv w=z2=(x+jy)2=(x2−y2)+j2xy=u+jv
令 u = x 2 − y 2 = k u=x^2-y^2=k u=x2−y2=k和 v = 2 x y = c v=2xy=c v=2xy=c,在z平面上为两组相互相交的双曲线族,如果让 v = c v=c v=c代表等位线,那么 u = k u=k u=k就是电力线,代表的是一个内角电极产生的电场。
假设两个电极为
v
=
c
1
v=c_1
v=c1和
v
=
c
2
v=c_2
v=c2,电压为U,在w平面上就是平板电场,那么在z平面的电场强度是:
E
z
=
∣
d
w
d
z
∣
E
w
=
2
z
⋅
E
w
=
U
c
2
−
c
1
⋅
2
x
2
+
y
2
E_{z}=\left|\frac{dw}{dz}\right|E_{w}=2z\cdot E_{w}=\frac{U}{c_{2}-c_{1}}\cdot2\sqrt{x^{2}+y^{2}}
Ez=
dzdw
Ew=2z⋅Ew=c2−c1U⋅2x2+y2
假设两个电极的形状是双曲线,方程为 2 x y = 2 2xy=2 2xy=2和 2 x y = 0 2xy=0 2xy=0,外加电压为U,那么可以求出几个点的电场强度值:
- 在A点(1,1),有 E z = U 2 − 0 ⋅ 2 1 2 + 1 2 = 2 U E_{z}=\frac{U}{2-0}\cdot2\sqrt{1^{2}+1^{2}}=\sqrt{2}U Ez=2−0U⋅212+12 =2 U。
- 在B点(0,0),有 E z = U 2 − 0 ⋅ 2 0 + 0 = 0 E_{z}=\frac{U}{2-0}\cdot2\sqrt{0+0}=0 Ez=2−0U⋅20+0 =0。
- 在C点(0.5,0.5),有 E z = U 2 − 0 ⋅ 2 0. 5 2 + 0. 5 2 = U 2 E_{z}=\frac{U}{2-0}\cdot2\sqrt{0.5^{2}+0.5^{2}}=\frac{U}{\sqrt{2}} Ez=2−0U⋅20.52+0.52 =2 U。
w = z 1 2 w=z^\frac{1}{2} w=z21变换式所代表的电场
z = w 2 = ( u + j v ) 2 = ( u 2 − v 2 ) + j 2 u v = x + j v z=w^{2}=\left(u+jv\right)^{2}=\left(u^{2}-v^{2}\right)+j2uv=x+jv z=w2=(u+jv)2=(u2−v2)+j2uv=x+jv
即:
x
=
u
2
−
v
2
,
y
=
2
u
v
x=u^{2}-v^{2},y=2uv
x=u2−v2,y=2uv
带入上式消去u或是v,得到:
4
u
2
(
u
2
−
x
)
=
y
2
,
4
v
2
(
v
2
+
x
)
=
y
2
4u^{2}(u^{2}-x)=y^{2},4v^{2}(v^{2}+x)=y^{2}
4u2(u2−x)=y2,4v2(v2+x)=y2
左边的式子代表开口向左的一族抛物线,右边的式子代表开口向右的一族抛物线。
可见x和y代表的是两组互相正交的共焦点抛物线,选定一组代表等位线,那另一组就是电力线。
设两个电极取v=1和v=0,即
4
(
1
+
x
)
=
y
2
4\left(1+x\right)=y^{2}
4(1+x)=y2和
y
=
0
(
x
>
0
)
y=0\left(x>0\right)
y=0(x>0),电压差为U,那么可以算出电极定点处的电场强度:
E
z
=
E
w
∣
d
w
d
z
∣
=
E
w
∣
1
2
z
∣
=
U
v
2
−
v
1
⋅
1
2
(
x
2
+
y
2
)
−
1
4
E_{z}=E_{w}\left|\frac{dw}{dz}\right|=E_{w}\left|\frac{1}{2\sqrt{z}}\right|=\frac{U}{v_{2}-v_{1}}\cdot\frac{1}{2}\left(x^{2}+y^{2}\right)^{-\frac{1}{4}}
Ez=Ew
dzdw
=Ew
2z
1
=v2−v1U⋅21(x2+y2)−41
带入电极的v,然后带入顶点坐标(-1,0),得到:
E
z
=
U
1
−
0
⋅
1
2
[
(
−
1
)
2
+
0
2
]
−
1
4
=
U
2
E_{z}=\frac{U}{1-0}\cdot\frac{1}{2}[(-1)^{2}+0^{2}]^{-\frac{1}{4}}=\frac{U}{2}
Ez=1−0U⋅21[(−1)2+02]−41=2U
而如果带入顶点(0,0)的话,会得到无穷大的场强,可以说明是尖端就是电场的聚集区。实际中边缘会有一定的曲率半径,所以场强不会是无穷大。
w = ln ( z ) w=\ln(z) w=ln(z)变换式所代表的电场
令:
z
=
r
e
j
φ
z=re^{j\varphi}
z=rejφ
那么:
w
=
ln
r
e
j
φ
=
ln
r
+
j
φ
=
u
+
j
v
w=\ln re^{j\varphi}=\ln r+j\varphi=u+jv
w=lnrejφ=lnr+jφ=u+jv
可得:
u
=
ln
r
,
v
=
φ
u=\ln r,v=\varphi
u=lnr,v=φ
这里面的 r r r和 φ \varphi φ是极坐标中的变量。实际上,在原平面z中,可以是以u=c为等位线,v=c为电力线,这样就是和点电荷发出的电场一样了。
成夹角的二极板间的电场变换
设:A极板和B极板如图所示,他们的夹角是 α π \alpha \pi απ,顶点O处不连续,两个极板之间有一个很小的间隙,两极板之间的电压是U。
利用以下的变换式:
z
=
w
α
z=w^\alpha
z=wα
把原平面z点A的坐标写成极坐标形式,带入:
z
=
r
e
j
α
π
z=re^{j\alpha \pi}
z=rejαπ
则在新的平面w上的相应点为:
w
=
z
1
α
=
(
r
e
j
α
π
)
1
α
=
r
1
α
⋅
e
j
π
=
r
1
α
(
cos
π
+
j
sin
π
)
=
−
r
1
α
w=z^{\frac{1}{\alpha}}=\left(r\mathrm{e}^{j\alpha\pi}\right)^{\frac{1}{\alpha}}=r^{\frac{1}{\alpha}}\cdot\mathrm{e}^{j\pi}=r^{\frac{1}{\alpha}}\left(\cos\pi+j\sin\pi\right)=-r^{\frac{1}{\alpha}}
w=zα1=(rejαπ)α1=rα1⋅ejπ=rα1(cosπ+jsinπ)=−rα1
可见这个变换后的点A’是在负的实轴上。
而原平面的点B,极坐标带入可得到:
w
=
r
1
α
w=r^{\frac{1}{\alpha}}
w=rα1
可见这个变换后的点B’是在正的实轴上,和A’刚好关于原点对称。z平面上的弧线 A B ⌢ \overset{\frown}{AB} AB⌢对应于w平面上的 A ′ B ′ ⌢ \overset{\frown}{A'B'} A′B′⌢。而z平面上的线段BO对应于w平面上的线段B’O,z平面上的线段OA对应于w平面上的线段OA’。注意到w平面的原点也是不连续的。
下面可以计算出:
d
z
d
w
=
α
w
α
−
1
=
α
w
−
(
1
−
a
)
=
α
w
−
γ
\frac{dz}{dw}=\alpha w^{\alpha-1}=\alpha w^{-(1-a)}=\alpha w^{-\gamma}
dwdz=αwα−1=αw−(1−a)=αw−γ
然后可以根据公式 E z = E w ∣ d w d z ∣ E_{z}=E_{w}\left|\frac{dw}{dz}\right| Ez=Ew dzdw 计算出原来平面的电场强度。
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