可以把同相比例运算电路接在RC串并联选频网络后，形成RC桥式正弦波振荡电路。运放电路要求输入与输出相位相同。
此电路也称为文氏桥振荡电路。所谓桥式电路，是一种电路类型，是在两个并联支路当中各支路的中间节点（通常是两元器件之间连线的一点）插入一个支路，来将两个并联支路桥接起来的电路。
观察电路，同相比例运算电路中的R1，Rf，与选频网络中的串联RC，并联RC，都是一个桥臂，组成了这个RC桥式正弦波振荡电路。已知同相比例运算电路的输出与输入电压关系如下：
在放大倍数为3倍的时候可以实现幅值平衡。即
在此电路中，RC串并联选频网络需要把自身的输出，作为输入，用来维持振荡，这是正反馈；但是RC串并联选频网络的输出只有输入的1/3，需要借助放大电路，实现3倍放大，放大电路要控制放大倍数，就需要引入负反馈。故此电路同时存在正反馈与负反馈，它以RC串并联网络作为选频网络和正反馈网络，以包含负反馈的同相比例运算电路为放大环节。
在真实的电路设计中，需要考虑放大倍数的问题：如果放大倍数略小于3倍，那么反馈给选频网络的电压，不足以维持RC振荡，导致振荡幅度越变越小；如果放大倍数略大于3倍，那么反馈给选频网络的电压，超过了它所需要的电压，流入放大电路的电压当然也超过了预期，这会导致放大电路达到极限的幅值，波形削顶或者削底；如果放大倍数正好是3倍，且不说考虑到器件的精确度，这是多么难的一件事情，正好是3倍的话，振荡电路不容易起振，因为起振靠的就是各种扰动，如上电合闸一瞬间的脉冲。这个问题似乎是无解的。
一种解决思路是，在电路中加入“非线性”环节。例如在反馈回路中加入两个并联的二极管。如果输出电压因为某种原因变大，那么流过二极管的电流变大，但是根据二极管的伏安特性曲线可以知道，此二极管的“动态电阻”减小，导致放大倍数减小，最终使输出电压稳定。这个过程类似于负反馈调节。
但这种做法是有弊端的，输出波形可能轻微失真。只要引入非线性环节，这种失真就不可避免，不管是用二极管，还是热敏电阻作为非线性环节都不行。如果使用Mos管，失真的情况可能会改善，但是电路设计会变得复杂很多。在电路设计领域，有一利必有一弊。
如果想输出0V左右的交流信号，需要引入正负电源，为了简化设计，我们把正弦波的平均值设定为2.5V左右，并用TL431电路提供2.5V电压。
为了便于精确调整放大倍数，观察放大现象，把反馈电阻设置为可调电位器。由此得到RC正弦波信号源电路设计：
下图是加入非线性环节时，运放的同相输入端与输出端的波形对比。可以看出运放确实把波形放大了3倍，但是输出波形的“腰部”略有失真。
去掉非线性环节时，需要是放大倍数略大于3倍，可以看出输出波形的顶部与底部都被削平了。实际上这个输出的状态并不稳定，甚至轻轻敲一敲电路板，都会导致输出波形有变化。
此设计中输出电压由运放的工作电压决定，输出频率由选频网络电阻与电容的值决定。有些设计会把电阻与电容设为可调的，以实现频率可调。若追求更好的正弦波质量，或者更高频的振荡频率时，可以选用LC振荡电路，或者石英晶体振荡电